一直流调速系统的设计
1引言
在电机的发展史丄，直流电动机有着悠久历史，在交流电机出现前，直流电力拖动是唯一的一种电力拖动方式。而今直流电机仍然成为人类牛存和发展极其重要的一部分。且研究直流电机，也能更好学习和了解交流电机的原理及其应用，因而有对直流电机的研究很有必要。
早期直流电动机的控制均以模拟电路为基础，采用运算放大器、非线性集成电路以及少量的数字电路组成，控制系统的硬件部分非常复杂，功能单一，而且系统非常不灵活、调试困难，阻碍了直流电动机控制技术的发展和应用范围的推广。随着单片机技术的日新月异，使得许多控制功能及算法可以采用软件技术来完成，为直流电动机的控制提供了更大的灵活性，并使系统能达到更高的性能。采用单片机构成控制系统，可以节约人力资源和降低系统成本，从而有效的提高工作效率。
本设计主电路采用晶闸管三相全控桥整流电路供电方案，控制电路由集成电路实现，系统屮有速度
调节器、电流调节器、触发器和电流自适应调节器等。
2系统方案选择和总体结构设计
2.1调速方案的选择
本次设计选用的电动机型号Z2-81型，其具体参数如下表2-1所示
表2-1 | Z2-81型电动机具体参数 |
电动机 型号 | PN (KW) | UN (V) | Tx(A) | NN(r/min) | R；. (Q ) | GD? (Nm2) | P极对数 |
Z2-81 | 26 | 230 | 113 | 1450 | 0.5 | 27.44 | 1 |
技术数据
1. 电枢回路总电阻取R=2Ra；总飞轮力矩：GD2=2.5GD；o
2?其他参数可参阅教材屮“双闭环调速系统调节器的工程设计举例”的有关数据。
3.要求：调速范围D=10,静差率S<5%：稳态无静差，电流超调量启动到额定转速时的转速退饱和 超调量<10%0
4?要求系统具有过流、过压、过载和缺相保护。
5. 要求触发脉冲有故障封锁能力。
6. 要求给拖动系统设置给定积分器。
21. 1电动机供电方案的选择
变压器调速是直流调速系统用的主要方法，调节电枢供电电压所需的可控制电源通常有3种：旋转电流机组，静止可控整流器，直流斩波器和脉宽调制变换器。
旋转变流机组简称G-M系统，适用于调速要求不高，要求可逆运行的系统，但塔的缺点是设备多、体积大、费用高、效率低、维护不便，所以木次实验不考虑选旋转变流机组。
直流斩波器和脉宽调制交换器采用PWM受器件各量，适用于中、小功率的系统。本次课程设计要求电机功率是26Kw,再结合电流UHV)二230V、IN(A)=113A等其他参数考虑，所以本次课程设计也不采用直流斩波器和脉宽调制交换器。
静止可控整流器又称V-M系统,通过调节触发装置GT的控制电压來移 |
|
动触发脉冲的相位，即可改变t/d,从而实现平滑调速，且控制作用快速性能好，提高系统动态性能。此
种方案能基本满足，功率PF26KW要求
根据本此设计的技术要求和特点选V-M系统。
在系静止可控整流器统屮，调节器给定电压，即可移动触发装置GT输出脉冲的相位，从而方便的
改变整流器的输出，瞬时电压t/d。由于要求直流电压脉动较小，故采用三相整流电路。考虑使电路简
单、经济且满足性能要求，选择晶闸管三相全控桥交流器供电方案。
利用三相桥式全控整流优点，其电压的脉动频率比三相半波高，I大I而所需的平波电抗器的电感
量可相应减少约一半，并且晶闸管可控整流装置无噪声、无磨损、响应快、体积小、重量轻、投资省。
而且工作可靠，能耗小，效率高。同时，由于电机的容量较大，又要求电流的脉动小。
综上选晶闸管三相全控桥整流电路供电方案。
2.1.2调速系统方案的选择
由 | 计算电动机电动势系数?> nN
当电流连续时，系统额定速降为: | ||
IdN ?/? | 113x2x0.5 门八 r / ? | D no | |
%=「一=―帀— = 941.7 r/min, R = 2Ra. | |||
开环系统机械特性连续段在额定转速吋无静差率，只能采用反馈控制的闭环调速系统。
因调速要求较高，故选用转速负反馈调速系统，采用电流截止负反馈进行限流保护，出现
故障电流吋由过流继电器切断主电路电源。为使线路简单,工作可靠，装载体积小，宜用KJ004
组成的六脉冲集成触发器。
该系统采用减压调速方案，故励磁应保持恒定。采用三相全控桥式整流
电路供电。
2.2总体结构设计
由直流控制的电动机系统屮，由于加工和运行的要求，使电动机经常处于起动、制动、反转
的过渡过程屮，因此起动和制动过程的时间在很大程度上决定了牛产机械的牛产效率。为缩短这一
部分时间，提高牛产效率，仅采用PI调节器的转速负反馈单闭环调速系统，其性能还不很令人满
意。
采用双闭环调速系统，可以近似在电机最大电流（转矩）受限的条件下,充分利用电机的允
许过载能力，使电力拖动系统尽可能用最大的加速度起动，到达稳态转速后，乂可以让电流迅速降
低下来，使转矩马上与负载和平衡，从而转入稳态运行，此吋起动电流近似呈方形波，而转速近似
是线性增长的，这是在最大电流（转矩）受到的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。
双闭环直流调速系统是由速度调节器和电流调节器进行综合调节，可获得良好的静、动态性
能，且其两个调节器均采用PI调节器。由于调整系统的主要参量为转速，故将转速环作为主环放
在外面，电流环作为副环放在里面,这样可以抑制电网电压扰动对转速的影响。
调速系统的框图如图2-1所示:
三相交流
图2-1直流双闭环调速系统结构图
3主电路设计与参数计算
电动机的额定电压为230V,为保证供电质量，应采用三相降压变压器将电源电压降低；为避免三次谐波电动势的不良影响，三次谐波电流对电源的干扰,主变压器采用D/Y联结。
3.1整流变压器的设计
3.1.1变压器二次侧电压U2的计算
变压器电压分为一次侧电压和二次侧电压。二次侧电压U2的参数设置很重要，U2选择 过低就会无法保证输出额定电压，选择过大又会造成延迟角a加大功率因索变差，系统元件承 受电压过高，增加了装置成本。
在要求不高场合或近似估算时，可用下式计算，即：
U2=（1?1.2）吕 （3-2）式屮A--理想情况下，ci二0。吋整流电压与二次电压—之比，即A二匕。/匕；—-延迟
角为a吋输出电压—与匕o之比，即//心
?——电网波动系数；
（1?1.2）——考虑各种因数的安全系数；根据设计要求，采用公式: (3-3) 由表查得A=2. 34；取6=0.9； a角考虑10°裕量,则B二cos a =0.985 | |||
| | 230 | |
| 0-1.2) | 2.34 x 0.9 x 0.985 | =111 ?133 V |
取U2二120V。
电压比K=U1/U2=38O/120=3.17。
3.1.2一次、二次相电流II、12的计算
由表查得Kyj=0.816, Kj2~0. 816
考虑变压器励磁电流得：
/ = 1.05 | K | = 1.05 |
3.17 |
/2= KI2Id=0.816 xl!3 =90.21A 3.1.3变压器容量的计算
S | "UJ\ | (3-4) (3-6) |
厂 ： | =m2U2I2; | |
式屮％，加2--------次侧与二次侧绕组的和数；= | ||
由表查得“=3,?=3
S]=加心』产3X380X30.54=34. 816 KVA
S2= m2U2I2=3X 120X 90. 21=32. 476 KVA
S= l/2x(S|+SJ)二(34.816+32.476) /2
=33.6KVA
取S=33.6 KVA
3.2晶闸管元件的选择
3.2.1晶闸管的额定电压
晶闸管实际承受的最大峰值电压UTN,乘以（2?3）倍的安全裕量，参照标
准电压等级，即可确定晶闸管的额定电压UTN,即UTN=（2?3）Um整流电路形式为三相全控 桥，查表得Um= 46U2,则
UTN=（2?=（2?3）V6（/2=（2?3）x76x120= 587.9?881.8V （3-7） 取UTN=800 V.
3.2.2晶闸管的额定电流
选择晶闸管额定电流的原则是必须使管子允许通过的额定电流有效值/丽大于实际流过管子电流最大有效值“，即
| 二1.57/八仍〉/丁或S）〉需-需?之匚 | (3-8) |
考虑（1.5?2）倍的裕量
^(Avr(1?5?2) K/” 由表查得K=0. 367,考虑（1.5-2）倍的裕量 =（1.5?2）矶 | (3-9) (3-10) |
=62.4?83.2 A
取IT=8OA.故选晶闸管的型号为MFC-80A。
3.3晶闸管保护环节的计算
选取晶闸管作为保护环节原因，因为它有换相方便，无噪音的优点。设计晶闸管电路除
了正确的选择晶闸管的额定电压、额定电流等参数外，还必须采取必要的过电压、过电流保护
措施。正确的保护是晶闸管装置能否可靠地正常运行的关键。
3.3?1过电压保护
以过电压保护的部位来分，有交流侧过压保护、直流侧过电压保护和器件两端的过屯压
保护三种。
（1）交流侧过电压保护
1) 阻容保护即在变压器二次侧并联电阻R和电容C进行保护。
本系统采HlD-Y 连接。S=33.6KVA, C72= 120V
/绅取值：当S=50?100KVA时,对应的/绅二4?1,所以爲取3。
o | Q | 9 |
耐压^1.5Um=1.5X120X72=254. 6V
选取50PF,耐压300V的铝电解电容器。
Ush选取：S=33.6KVA,S二50~100KVA,/广1~5,所以U严
RN2.3 U22/S | =2.3X 1202/33. 6X 10' | 98 Q |
V 'em |
取R=1Q
Ic=2Ji fCUcX 10 6=2JTX50X50X 120X 106=1.884A 9 7
PK^(3-4)ICR=(3?4)X1.884"X1= (10. ?14.20)W选取电阻为2Q,20W的碳膜电阻。
2) 压敏电阻/?%的计算
(/胁二1.3后2二3XV2 X 120二220.6V
流通量取5KA。选mi-330/5型压敏电阻(允许偏差+10%)作交流侧浪涌过电压保护。
(2) 直流侧过电压保护
直流侧保护可采用与交流侧保护相同保护相同的方法，可采用阻容保护和压敏电阻保
护。但采用阻容保护易影响系统的快速性，并且会造成也/力加大。因此，一般不采用阻容保
护，而只用压敏电阻作过电压保护。
U[Ma>(1. 8?2)[/DC= (1. 8?2.2) X 230=414-460V
选MY31-660/5型压敏电阻(允许偏差+10%)作直流侧过压保护。 (3) 闸管及整流二极管两端的过电压保护
查下表：
表3-1阻容保护的数值一般根据经验选定
晶闸管额定电流/ u A | 10 | 20 | 50 | 100 | 200 | 500 | 1000 |
电容/uF | 0. 1 | 0. 15 | 0.2 | 0. 25 | 0.5 | 1 | 2 |
电阻/Q | 100 | 80 | 40 | 20 | 10 | 5 | 2 |
抑制晶闸管关断过电压一般采用在晶闸管两端并联阻容保护电路方法。电容耐压可选加在晶闸管两端工作电压峰值的1.1-1.15倍。
由于IT= 70A
由上表得C二0.25AF, R二20Q,
电容耐压N1.5[/, =1. 5X 76(/. =1. 5X V6 X 120=44IV选C为0.25AF的CZ40-2型金属化纸介质电容器，耐压为450V。
PR、=^(/(2X10_6=50X0.25 X (^3 x 120)2x 10_6=0.54 W
选R为30Q, 1W的普通碳膜电阻器。
3.3.2过电流保护
快速熔断器的断流吋间短，保护性能较好，是H前应用最普遍的保护措施。快速熔断器可以安装在直流侧、交流侧和直接与晶闸管串联。
(1) 晶闸管串连的快速熔断器的选择
接有电抗器的三相全控桥电路，通过晶闸管的有效值
IT=/<z/V3=113/73=65. 3 A
选取RLS-100快速熔断器，熔休额定电流100Ao
(2) 过电流继电器的选择
因为负载电流为113A,所以可选用吸引线圈电流为30A的JL14-11ZS型手动复位直流过
电流继电器，整定电流取1.25X113=141. 25A^140A
3.4平波电抗器的计算
为了使直流负载得到平滑的直流电流，通常在整流输出电路屮串入带有气隙的铁心电抗器厶〃，称平波电抗器。其主要参数有流过电抗器的电流一?般是已知的，因此电抗器参数计算主要是电感量的计算。
(1)算出电流连续的临界电感量厶可用下式计算，单位mH。
L= K. (3-11)
A/min
式屮$为与整流电路形式有关的系数，可由表查得；
A/xnin为最小负载电流，常取电动机额定电流的5%?10%计算。
根据本电路形式查得K\二0.695所以
?= 0.695 x— | =14. 76mH |
(2)输出电流脉动的临界电感量厶2
由于晶闸管整流装置的输出电压是脉动的，因此输出电流波形也是脉动的。该脉动电流可以看成一个恒定直流分量和一个交流分量组成。通常负载需耍的只
是直流分量，对电动机负载来说，过大的交流分量会使电动机换向恶化和铁耗增加，引起过热。因此，应在直流侧串入平波电抗器，用来输出电流的脉动量。平波电抗器的临界电感量厶2（单位为mH）可用下式计算
L2=K、生 （3-12）
?S昭
式屮—系数，与整流电路形式有关，S,—电流最大允许脉动系数，通常
三相电路S,W（5?10）%。
根据本电路形式查得A：?二1.045,所以
120 | |
10 % x 113 | =11. ImH |
（3）电动机电感量厶°和变压器漏电感量厶J电动机电感量5（单位为mH）可按下式计算
(3-13)
式^UD,IDfn-直流电动机电压、电流和转速，常用额定值代入；
P—电动机的磁极对数；心一计算系数。-般无补偿电动机取8?12,快速无补偿电动机取6?8,有补偿电动机取5?6。本设计屮取K?=10、UD= Un=230V. /D=///=113A>n=1450r/min>
p=l
LD = K.-^^xlQ^lOx
2pnID
2xlx1450xll3X1°3=L019mH
变压器漏电感量-（单位为n）H）可按下式计算
以2 | (3-14) |
式屮 K「一计算系数，查表可得 USh -变压器的短路比，取3。
本设计中取Ky二3.9、U$产3
所以 ^=3.9X3X120/ （100X113） =0. 124mII
（4）实际串入平波电抗器的电感量 考虑输
出屯流连续吋的实际屯感量：
L(J = max(L2, L,)- (LD + 2LT) = 14.76 - (7.019 + 2x0.124) = 7.493/nW
如上述条件均需满足吋，应取乙作为串入平波电抗器的电感值，所以本电 路选取Lz = 10H作
为平波电抗器的电感值。
3.5励磁电路元件的选择
整流二极管耐压与主电路晶闸管相同，故取700V。额定电流可查得K二0.367,
取ZL=1.2A
ZDHV)= (1. 5?2)K/Z=(1. 5?2)X0. 367X1. 2A=0. 6?0?88A
可选用ZP型3A、700V的二极管。
RPex为与电动机配套的磁场变阻器，用来调节励磁电流。
为实现弱磁保护，在磁场回路屮串入了欠电流继电器KA2,动作电流通过尺鬥 调整。根据额
定励磁电流lex=1.2A,可选用吸引线圈电流为2.5A的JL14-11ZQ直流欠电流继电器。
图3—1主电路图电路
4.触发电路和控制电路的设计与计算4.1触发电路的控制和设计
4.1.1触发器的选择及参数计算
选用集成六脉冲触发器电路模块，其电路如电气原理总图所示。
从产殆H录屮查得晶闸管MFC-80A的触发电流为IGT= 150mA触发电压UGT= 2. 5v件可以计算出
^=^max=0-007x1450 = 10.157
=0.05x113 = 5.657
TJ 220
触发器选用山电源,则：Ks=e=-?15
?> + /“/? _ 0.115x1450+18.25x1 | = 19.73V o |
因为匕=19.73V, UGT=2. 5V所以触发变压器的匝数比为
19.73?18.944
取18:1。触发电路的触发电流为150mA,则脉冲变压器的一次侧电流只需大于150/18=8.33mA
即可。这里选用3DG12BNPN管作为脉冲功率放大管，其极限参数 PCM= 700m W,fT= 200MHz, VCE0=45V, ICM= 300mA.
触发电路需要三个互差120。,且与主电路三个电压U、V、W同相的同步电压，故要设计一个三相同步变压器。这里用三个单相变压器接成三和变压器组来代替，并联成DY型。同步电压二次侧取30V,-次侧直接与电网连接，电压为380V,变压比为380/30=12.7。
触发器的电路图如下图4—1所示:
图4—1集成六脉冲触发电路
4.1.2给定环节的选择
已知触发器的移相控制电压/为正值，给定电压经过两个放大器它的输入输出电压极性不
变，也应是正值。为此给定电压与触发器共用一个15V的直流电源，用一个2.2KG、1W的电
位器引出给定电压。
4.2控制电路的设计与计算
4.2.1控制电路的直流电源
这里选用CM7815和CM7915三端集成稳压器作为控制电路电源，如下图所示
7915 ----------------- ----- 7908 —4-------------------- -8V 0-15V
图6—1直流稳压电源原理图
4.2. 2反馈电路参数的选择与计算
本设计屮的反馈电路有转速反馈和电流截止负反馈两个环节，电路图见主屯路。
1）测速发电机的选择
因为/：”亦=0.007x1450= 10.157 ,故这里可选用ZYS-14A型永磁直流测速发电
机。
取负载电阻心二2KG,P二2W的电位器，测速发电机与主电动机同轴连接。
5.双闭环的动态设计和校验5.1电流调节器的设计和校验
(1)确定吋间常数
在三相桥式全控电路：己知7；=0.0017—Toi=0.0025
所以电流环小吋间常数
T“=TS+ Toi=0. 0017+0. 002=0. 0037S。
(2)选择电流调节器的结构
因为电流超调量<7,< 5% ,并保证稳态电流无静差，可按典型I型系统设计电流调节器
电流环控制对象是双惯性型的，故可用PI型电流调节器%(沪止2 6S
K,-—电流调机器的比例系数
匚---电流调节器的超前吋间系数
(3)电流调节器参数计算：
电流调节器超前吋问常数Tt= Tt=0. 03s ,又因为设计要求电流超调量
6<5%,查得有(?兀产0.5,所以K=—二一咕=135.1S」，电枢回路
总电阻R二2心二1Q,所以ACR的比例系数
沁1J35.1X0W.40
(4) | 校验近似条件 | K「0 | 15x0.05 |
电流环截止频率?二心二135?15_，o晶闸管整流装置传递函数的近似条件:
——=-------------= 196.15-' 37 3x0.0017
$
>w打，满足条件。
忽略反电动势变化对电流环动态影响条件:
| U12.792S" | < | ,满足条件。 |
电流环小吋间常数近似处理条件:
3 |
| --------' --------=180.8S-1 >W. 0.0017x0.002 | 1 ,满足条件。 |
（5）计算调节器的电阻和电容
取运算放大器的7?0二40也,有/?,.=^..^=5.4X40=216^0,取220m,
訂鍰T°EF'取0.2",3眷二船=0.2",取
RiCi
0.2//F。故 W4C/?（5）= | “s 0.03.V =nr |
RO/2
寺Coi
RO/2 RO/2
I~l==1~工Coi
图5-1电流调节器
5.2转速调节器的设计和校验
（1） 确定时间常数：
有K,? G = 0.5,则右=2TXi=2x0.00375 = 0.0074$ ,己知转速环滤波时间
常数7；,,=0.0Is,故转速环小吋间常数厶〃=丄+口=0.0074+ 0.01 = 0.01745 c K1
（2）选择转速调节器结构：按设计要求，选用PI调节器
心-一转速调节器的比例系数
5---转速调节器的超前时间常数
（3）计算转速调节器参数：
按跟随和抗干扰性能较好原则，取h=5,则ASR的超前时间常数为:
rn= hT〃=4x0.0174= 0.0875,
转速环开环增益 | _ 力 + 1 _ | 6 | =396.4「。 | | |
v - 2h2T^ 一 2X52 X0.01742 | |||||
| K =（力+ 1）如?7； | 6x0.05x0.115x1.84 | |||
ASR的比例系数为: | 2haRT“ |
| 2x5x0.007xlx0.0174 | = 41.69 o | |
（4）检验近似条件
转速环截止频率为叱?“
心匕=396.4x 0.087 = 34.49 o
W】
屯流环传递函数简化条件为- |
| 计船".7宀陷，满足条件。 | |||
转速环小吋间常数近似处理条件为: | 3 |
| 1 /135.1 | 38.7昇＞ Wcn,满足近 | |
3 V 0.01 | |||||
似条件。
（5）计算调节器电阻和电容:
取 R.=40kn9 贝IJ/?”=?“?/?（）=41.69x40 = 166766^0,取 2200KQ。
4x0.01
40RAQ =1/zF ,
故（沪 | K〃C”$ + 1） _ 41.69 x（0.087s+ | 其结构图如下: | |
1） | |||
Tn - s | 0.0875 | Cn | |
Mr
| RO/2 | RO/2 | | [> |
J— | ||||
Con | ||||
T | ||||
RO/2 | RO/2 | |||
-T—COD 图5—2转速调节器 | ||||
| Rbal | | ||
校核转速超调量：由h=5,查得＜rn =43.6% ＞10%,不满足设计耍求，应使ASR
退饱和,重计算6。设理想空载z=0, h=4吋, | 查得竺翼 | =77.5%,所以 |
18.25x1
| AC H)仏抵= 2x77.5%xl.5x ” Tm | 0」15 |
6 = 2(— | 5 | 1450 |
=0.00330
=0.33%< 10%
满足设计要求.
6.直流调速系统电气原理总图
Z\
F?
7.系统MATLAB仿真
本次系统仿真采用H前比较流行的控制系统仿真软件MATLAB,使用MATLAB对控制系统进行计算机仿真的主要方法有两利一是以控制系统的传递函数为基础，使用MATLAB的Simulink工具箱对其进行计算机仿真研究。另外--种是面向控制系统电气原理结构图，使用PowerSystem I具箱进行调速系统仿真的新方法。本次系统仿真采用后一种方法。
7.1系统的建模与参数设置
转速、电流双闭环直流调速系统的主电路模型主要由交流电源、同步脉冲触发器、晶闸管直流
桥、平波电抗器、直流电动机等部分组成。采用面向电气原理结构图方法构成的双闭环系统仿真模型如图8-1所示。
Gain2
图7-1转速、电流双闭环直流调速系统的仿真模型
转速、电流双闭环系统的控制电路色插：给定环节、ASR、ACR、限幅器、偏置电路、反相器、电流反馈环、速度反馈环等，因为在本次设计屮单片机代替了控制电路绝大多数的器件，所以
在此直接给出各部分的参数，各部分参数设置参考前儿章各部分的参数。本系统选择的仿真算法为ode23tb,仿真Starttime 设为0,Stop time 设为2.5。
7.2系统仿真结果的输出及结果分析
当建模和参数设置完成后，即可开始进行仿真。图7-2是双闭环直流调速系统的电流和转速曲线。从仿真结果可以看出，它非常接近于理论分析的波形。下
面分析一下仿真的结果。
40 |
| ||||||||
I i Q I」 | .........:...........:............: ...........: ..........气....-.......... :...... 「 | ||||||||
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Tim巳 offset 0 0 0. 2 0.4 o. 6 o. 8 1 1?2 1.4 1. 6 1. 8 2 图7. 2双闭环直流调速系统的电流和转速曲线 启动过程的第一阶段是电流上升阶段，突加给定电压，ASR的输入很大，英 输出很快达 | |||||||||
到限幅值，电流也很快上升，接近其最大值。第二阶段，ASR饱和，转速环相当于开环状态，系统表现为恒值电流给定作用下的电流调节系统，电流基本上保持不变，拖动系统恒加速，转
速线形增长。第三阶段，当转速达到给定值后。转速调节器的给定与反馈电压平衡，输入偏差为零，但是由于积分作用，其输出还很大，所以出现超调。转速超调后，ASR输入端出现负偏差电压，使它退出饱和状态，进入线性调节阶段，使转速保持恒定，实际仿真结果基本上反映
了这一点。由于在本系统屮，单片机系统代替了控制电路的绝大多数控制器件，所以各项数据
处理和调整都是在单片机内完成的，控制效果要好于本次的仿真结果。
小结1
经过两周的努力我的课程设计对自己所学专业知识的一种实践。通过这次课程设计，发现自己很多基础知识掌握不好，能力上也欠缺很多，但是成功完成课程设计收获还是很多。主要自己要学习的东西还太多，而且电气工程知识交叉领域的很广泛，要求对学科之间联系与运用能力较高，而融会贯通是个循序渐进的过程。此次的电气传动系统课程设计是我和同学共同努力的结果，它增进了我们的团结互助的意识，为以后的工作培养团队合作能力也是作用不少。
在此要感谢我们的指导老师胡老师和王老师的悉心指导，感谢老师们给我们的帮助。在设计过程屮，我和同学通过查阅大量有关资料，并向老师请教等方式来完成我们的设计，收获很多。
二矢量控制变频调速
引言
交流电机高效调速方法的典型是变频调速，它既适用于异步电机，也适用于同步电机。交流电机采用变频调速不但能实现无极调速，而忖根据负载的特性不同，通过适当调节电压和频率之问的关系，可使电机始终运行在高效区，并保证良好的动态特性。交流变频调速系统在调速吋和直流电机变压调速系统相似，机械特性基本上平行上下移动，而转差功率不变。同吋交流电机采用变频起动更能显著改善交流电机的起动性能，人幅度降低电机的起动电流，增加起动转矩，所以变频调速是一种理想的交流电机调速方法。
变频调速系统H前应用最为广泛的是转速开环恒压频比控制的调速系统，也称为恒控制，
这种调速方法采用转速开环恒压频比带低频电压补偿的控制方案，其控制系统结构最简单，成
本最低，适用于风机、水泵等对调速系统动态性能要求不高的场合。
异步电机的数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统，对其最有效的控制首推70年代提岀的矢量控制技术。矢量控制技术的提岀，使交流传动系统的动态特性得到了显著的改善，这无疑是交流传动控制理论上的一?个质的飞跃。但是经典的矢量控制方法还存在不少
问题，矢量控制要以转子磁链定向，然后才能把定子电流分解为磁化分量和转矩分量，使两者
互相垂直，处于解耦状态,因此要先求得转子磁链的相位，才能进行坐标变换。但是界步电机，特别使鼠笼式异步电机的转子磁链是无法直接测量的，只有实测电机气隙磁链后再经过计算才能求得，而且气隙磁场本身也常由于齿谐波磁场的影响而难以准确测量，这就影响了以转子磁链定向的矢量控制技术的可靠性。对于这些问题，国内外学者进行了大量的理论分析和实验研究，取得了很多实际成果。
1?矢量控制理论
1.1异步电动机的动态数学模型
异步屯机的动态数学模型是一高阶、非线性、强耦合的多变量系统。在研究界步电机的多变
量非线性数学模型吋，常做如下的假设：
⑴忽略空间谐波，设三相绕组对称，在空间屮互差120。电角度，所产牛的磁动势沿气隙周
围按正弦规律分布。
⑵忽略磁路饱和，认为各绕组的h感和互感都是恒定的。⑶忽略铁心损耗。
⑷不考虑频率变化和温度变化对绕组电阻的影响。
无论电动机转子是绕线型还是笼型的，都将它等效成三和绕线转子，并折算到定子侧。折算后的定子和转子匝数都相等。这样，电机绕组就等效成图2」所示的三相异步电动机的物理模型。图小，定子三相绕组轴线A、B、C在空间是固定的，以A轴为参考处标轴；转子绕组轴线a、b、c随转子旋转，转子a轴和定子A轴间的电角度B为空间角位移变量。
图1.1三相界步电动机的物理模型
⑸数学模型的方程
规定各绕组电压、电流、磁链的正方向符合电动机惯例和右手螺旋定则。这
时，异步电动机的数学模型由下述电压方程、磁链方程、转矩方程和运动方程组成。
①屯压方程
、 | 5： |
◎
uc | I | R, | 屮B | ||
R, | % | ||||
Ua | la+ p | 屮a | |||
R「 | |||||
Ub | Rr | ■ lb | 屮b | ||
UA、 | Rr) | &丿 | % | ||
Uh、Uc--------定子、转子的各相电压瞬吋 | |||||
UB、 | Uc 、 Ua、 | ||||
1A> | 1B > | ? ? | 、h、ic -一定子、转子的各相电流瞬时 |
1 C 、1 8 |
WA、 | il几、 | 叭、 | 叭、 | 叭、叭-------各相绕组的全磁链； |
Rs> R「-― 定子和转子绕组电阻；P—微分算子。
②磁链方程 | |
和，六个绕组的磁链可表达为：
/ \ | ^AA LAB 厶AC LA° LAb LAC | / ? \ |
必 |
屮B | LBA LBB LRC LBa LBb LBC | ic |
% | ^CA LCB Lee Lea Leb LCe | |
屮b | LQA LQB 1直 Laa Lab Lac | ? |
ib | ||
SA G Lb? Lba Lbb Lbc |
k^cAL(?BAL'CQa、cbLee丿
或写成：屮二Li
式中，L是6X6电感矩阵，其中对角线元素LAA、LBB、Lee、―、缶、5分别为定转子三相绕组的
自耦自感，其余为定子相互间、转子相互间、定转子相互间的互感。
③转矩方程
由机电能量转换原理，电磁转矩亿等于电流不变时磁场储能对机械角位移的偏导数:
de
OJ=——dt
W=-iT(p= -iTLim2 2
5
dWm
式中:co电角速度;
0电角度表示的空间角位移；
Wm磁场储能；
np电机的极对数；
0m机械角位移
由上式可以推导得：
Te=npLms[(iAia+iBib+icic)sine+(iAia+iBib+icic)sin(e+120°)+(iAia+iBib+icic)sin(e-120°)]Lms-----最大互感磁通对应的定、转子互感；
应该指出，上述公式是在线性磁路、磁动势在空间按正弦公布的假设条件下得出来的，但对
式完全适用于变压变频器供电的含有电流谐波的三相异步电动机调速系统。
定、转子电流对吋间的波形未做任何假定，式屮的电流i都是实际瞬吋值。因此，上述电磁转矩公
④运动方程
一般情况下，电机的转矩平衡方程式为：
J dco D | K | |
nPdt nP | nP | |
T.——负载；
J——电机转轴或传动装置的转动惯量;
D——与转速成止比的阻转矩阻尼系数;
K——扭转弹性转矩系数。
对于恒定负载转矩，可认为，D=0,K二0,则:
Jdw tlpdt
1.2坐标变换
感应电机的控制可以通过矢量的坐标变换来把感应电机的转矩控制等效为直流电动机的转矩
控制。所以，矢量的处标变换是电动机矢量控制系统屮非常重要的步骤。
矢量的坐标变换主要依据以下原则：
1.2.1变换矩阵的确定原则
在确定电机的屯流变换矩阵吋，应该使得变换前后的旋转磁场等效，即变换前后的电动机旋
转磁场相同。
1.2.2功率不变原则
功率不变原则所体现的是在确定电压变换矩阵和阻抗变换矩阵吋应该遵守变换前后电机的功
率不变的原则。
如果能将交流电机的物理模型等效成直流电机的形式，然后再利用直流电机的控制方式，则
可以使问题简化。处标变换正是按照这一思路进行的，在这里不同电机模型等效的原则是:在不同
的坐标系下产牛的磁动势相同。三相平衡的正弦电流iA，iB，ic通到交流电机三和对称的静止绕组A、B、C会产牛旋转磁动势F,在空间呈正弦分布，并以同步转速助绕A—B—C—A相序旋转。
它的物理模型如图2.2a）所示。然血任意相平衡电流通入相应相的对称绕组均可以产牛?旋转磁动
势，其屮以两相绕组最为简单，两相静止绕组a和卩，它们在空间相差90。,通以吋间上相差90。的两相平衡电流也产牛旋转磁动势F,当图2.2a）和图2.2b）产牛的磁动势相等吋，认为图2.2a）'P的三相绕组和图2.2b）的两相绕组等效。
图2.2c）屮的两个匝数相同的绕组d和q互相垂直.它们分别被通以直流电流id和iq，产牛合成磁动势F,令整个铁心以同步转速4旋转，则磁动势F成为旋转磁动势，如果将其人小和转速也控制成与图2.2a）和图2.2b）的旋转磁动势相同，则这套旋转的直流绕组就和前面两套交流绕组等效。当
观察者也站在铁心上和绕组一起旋转时，在他看来，绕组d和q是两个通以直流电血相互垂直的静止绕组，如果控制磁通①的位置在d轴上，这就和直流电机模型没有什么区别了。
a） | b） | c） | |||
图1.2 | 等效的交流电动机绕组和直流电动机绕组物理模型 | ||||
a）三相交流绕组 | b）两相交流绕组 | c）旋转的直流绕组 | |||
1?3矢量控制
1.3.1直流电机的转矩控制
已知直流电机的转矩，即Te=KOIa=K?IaIf （假设①*If）
式屮，K、K7为比例系数；Ia为直流电机转子电枢电流，单位为A；If为定子励磁电流，单
位为A；①可认为是由定子励磁电流单独产牛的气隙主磁通，单位为Wb（忽略转子电枢电流的电
枢反应）。
从直流电机的结构知道，■和h和互正交（所谓正交是指两个量在对方坐标轴的投影为0）,我
们称Ia和If是解耦的。这样一来Ia和If彼此无关，都只与转矩Te有关，因而可以分别加以控制，因此，
当一定时，磁场恒定，可以通过调节电枢电流Ia来改变电机的转矩和转速。同理，当Ia—定时，也
可以通过改变If来改变电机的转矩和转速。由于h和If与之间的线性关系，通过它们来调节转矩及
转速吋可以获得良好的动态指标。
1.3.2异步电机的转矩分析
在三相异步屯机屮，定子上有空间对称分布的三相绕组，转子为鼠笼绕组（或
绕线式绕组），在定子三相绕组通以三相对称的交流电时，产牛一个以速度（0!旋转的空间磁
场，该磁场在转子绕组屮感应出转子电流，最终转子电流与空间磁场相互作用产牛电磁转矩，异
步电机电磁转矩的表达式，即Te=K?mI2COS①2
式屮，K为比例系数；①口为气隙屮的主磁通（一般来说，①m应该是由异步电机的定子电流和转子电流共同产牛的），单位为Wb；I2为转子电流，单位为A;COS①2为转子功率因数。
从异步电机的结构知道，对于鼠笼式的转子來说，转子电流12及功率因数COS①2显然无法加以控制，而①m由定子电流和转子电流共同决定，也不能直接控制，因此通过直接改变定子电流
来控制杲步电机的电磁转矩八显然菲常困难,要想实现类似于直流电机的解耦控制更是不可能的。
在这样的背景下，矢量控制原理就被提出来了。
1.3. 3矢量控制原理
参考直流电机屮的解耦控制，如果能够把界步电机的定子电流也分解为互相止交的磁场分量id和转矩分量iq，（这里的磁场分量和转矩分量分别对应于直流电机的励磁电流If及电枢电流I』，就
可以得到异步电机另一种电磁转矩表达式,即Tc=Kidiq
显然，如果以定子电流作为控制对象，想办法得到相互解耦的id和iq，则对定子电流的控制
就可转化为对id和iq的控制，而id和iq又是解耦的，对id和iq分别控制就可以像直流电机-样方便地
控制电磁转矩，这就是矢量控制，下面分析整个解耦过程。
根据磁场完全等效的原则，将静止坐标系下的三相定子电流讯iA、iB、ic）转化为与旋转磁场同步旋转的旋转处标系下的两相正交电流id和iq（abc到dqO处标系变换）。
三和静止坐标系到同步旋转处标系下的转换矩阵VR,即
/ | 2 cos（0——龙） | 2 龙） |
COS& | ||
2 | 2 -sm（0- — 7r） | |
2 | ||
1_ | -sin（ & + § | |
2 | 龙） | |
< 2 | ||
j_ | ||
其反变换矩阵为： |
2
VR~} | cos 8 | 一 sin。 |
一 sin(。-扌 | ||
2 COS(^ + y | ||
龙) | ||
2 | ||
-sin(^ + y >T) |
通过上述变换，可将静止坐标系下的三相电流ia>ib、ic等效地变换为旋转坐标下（与磁场同步旋转）的两相正交的电流id和iq（io在三相对称情况下为0）,而id和iq是互相解耦的，最终可
以实现类似于直流电机的解耦控制。
在旋转处标dqO下，可以得到电机的状态方程及转矩表达式。设有同步旋转坐标系下的两组正交绕组，它们分别用来等效实际电机的三相定子绕组和三相转子绕组。其屮ds?qs为定子两相正
交绕组的轴线位置，为转子两相正交绕组的轴线位置，
而且氏?绻和“6在空问的位置始终是重合的。可以将两相旋转坐标系下感
应电机的磁链表达式、 | 电压方程式及电机输出转矩和运动方程写为: | |||||||||
磁链方程: |
| 5 |
| |||||||
电压方程： | % | (R/LsP Up?<iqsLni LmP 爲 | ||||||||
% | —P | _ %厶” | R「+L,p | _ %,厶 | i「d | |||||
转矩方程： | \ w丿ura 5P 『c Tip Lm (isq ird —Ud | K+&P丿 | ■ | |||||||
irq) | ||||||||||
运动方程与坐标变换无关，仍为 | T严几+ |
| ||||||||
以上关系说明，选择转子磁链的空间矢量方向为M轴方向进行定向，并控制屮m2的幅值不变，可实现磁场电流分量与转矩电流分量2间的解耦。这样控制转子转矩电流，就能达到控制T的冃的。以磁场进行定向的M轴与定子绕组a轴间的夹角①可看做是从定子侧面观测到的转子磁通位
置，它是一个空间变量,需要通过磁通监测器或磁通运算回路监测出来。
2?总体模块设计
2.1矢量控制结构框图
按照上述数学模型建立的矢量控制结构框图如实例图3」所示。
图2.1矢量控制结构框图
为了实现对电机的矢量控制，使电机满足一定的性能指标（稳定性、快速性和准确性），并
尽可能使仿真模型简化，而采用电流和转速负反馈控制方式。为了使仿真吋间尽可能短并达到一
定的仿真精度，选用离散控制系统。
整个系统主要分成6部分:速度控制器、矢量控制器、电流比较脉冲产牛器、全桥逆变电路、
异步电机和反馈回路。其具体结构如实例图3.2所示。
参考转速 | 1/ | 电流比较 |
| |||
+ |
| |||||
、脉冲 | ||||||
产生器 | ||||||
电流反馈
转速仗馈
图2.2矢量控制系统结构框图
2.2各子系统模块
2.2.1求解磁链模块 | |
Phir= Lm *ld / (1 +Tr .s)
Lm= 34.7 mH
Tr= Lr/Rr = 0.1557 s
Lr = Lit +Lm = 0.8 +34.7二 35.5 mH 图2.3求解磁链模块
2.2.2求解转子磁链角模块
Rr= 0.228 ohms
Teta=Electrical angle= integ ( wr + wm) Lm= 34.7 mH
wr = Rotor frequency (rad/s) = Lm *lq / ( Tr * Phir)
Lr= LI'r+Lm = 0.8 +34.7= 35.5 mH
wm= Rotor mechanical speed (rad/s) | Rr= 0.228 ohms |
Tr = Lr/Rr = 0.1557 s
图2.4求解转子磁链角模块
该模块是计算0角，也就是d轴的位置
2. 2.3 ids*求解模块
此模型的作用是根据转子磁通來计算定子电流的励磁分量id*，模型如下所 示
Id* = Phir*/ Lm
Lm= 34.7 mH
图2. 5 ids*求解模块
2. 2. 4 iqs*求解模块
此模块的作用是计算定子电流在d、q维标系下的q分量的给定值iqs*,其 内部构造如下所
示：
Phir
lq=( 2/3) * (2/p) * ( Lr/Lm) * (Te / Phir) Lm= 34.7 mH Lr= Llfr+Lm = 0.8 +34.7= 35.5 mH
lq= 0.341 * (Te / Phir) | p二 nb of poles = 4 |
图2.6iqs*求解模块
2.2. 5 ABC到DQ坐标变换模块
ABC-DQ子模块完成从ABC三相定子坐标系到d、q坐标系的变换（3/2变换），在这个模块屮，根据定子电流在ABC三相定子处标系下的分量，经过旋转变换，得出电动机定子电流在d、q坐标系下的转矩分量iqs和励磁分量ids。模块的构造如下图：
图2.7ABC到DQ模块
2.2.6 DQ到ABC坐标变换模块
DQ-ABC子模块是根据定子电流在d、q坐标系下的分量，经过旋转变换得
出电动机定子的三相绕组电流的给定值iabc，变换过程如下所示
图2.8DQ到ABC模块
2.3电机参数设置 |
|
参数 | 额定功率 | | | | 定了漏感 | 互感 |
数值 | 37300w | 380v | 50Hz | 0.087Q | 0.8mH | 34.7mH |
参数 | 转子电阻 | 转子漏感 | 转动惯量 | 摩擦系数 | 极对数 | |
数值 | 0.228Q | 0.8mH | 1.662kgm2 | 0.1N-m-s | 2 | |
AsynchronousMachine (mask) (link)
Implementsa three-phase asynchronous machine (wound rotor or squirrel cage)modeled in the dq rotor reference frame?Statorand rotoi* windings are connected in wye to an internal neutralpoint?Presshelp for inputs and outputs description.
Youcan specify initial values for stato” and rotor currents. In theInitial conditions paramete” you have the possibility to specifythe stator current only :
[s() th (deg) isa, isb?isc (p?u.) pha?phb?phc (deg)]:
thestator and the rotor Or you can choose to
initialcurrents：
[s() th (deg) i sa, i sb?i sc (p. u. ) pha, phb?phc (deg) ira, ir\ ire (pu) pha, phb?phc ]:
Parametwrs
Rotor type： | |Squirrel"cage | |
Reference frame： | [Stationary | |
Nom.power?L"L volt, and ?req. [ Pn (VA)?Vn (Vrms)^ fn Qiz) | [
50*746,380, 50 ]
Stator[ Rs (ohm) Lis Qf)]:
|[0.087 0.8e-3 ]
Rotor[ Rr" (ohm) Llr?Q{)]: |[ 0.228
0.8e-3]
Mutual induetanc? Lm (H)： |[1.662 0.1 2 ] Initial conditions (read the details in the description |
、*_________________________________________________________
|[1, oT o? o7o? o7o? o ]
| Cancel | Help | Apply |
图2.9异步电动机参数表
2.4矢量控制环节模块
Phir* |
图2.10矢量控制环节 |
2.5矢量控制的异步电动机调速系统模块
图2.11矢量控制的异步电动机调速模块
交流异步电动机矢量控制系统如丄图所示，此系统为转差频率矢量控制方式，按转子磁场
定向的异步电机矢量控制框图。首先将角速度指令0?和⑷的偏差信号送至速度调节器，速度调节器的输出为转矩给定指令值计算出转矩电流给定值iqi*；由磁通给定值屮2*算出励磁电流给定值idl\其屮屮2和3s则由电机实际电流经过坐标变换得到，d、q轴电流id、iq通过电流模型法算出。
给定电流值id「、iq「经过坐标反变换得到定子三相电流指定值iA、iB、iCo在电流调节部分，由电流给定指令值和实时检测所得的三相电流实际值的偏差信号送至电流调节器，电流调节器
的输出即为IGBT逆变器的控制信号，这样就得到了界步电动机变频调速矢量控制系统。
3?Simulink仿真
在实际电机工作屮，通常会在电机运行比程屮改变转速，而当仿真模型在改变参数后再运
行吋，模型从零状态并始?这与实际情况不符。为此需婆记录参数修改前系统状态量，改变系
统参数后再从记录的状态开始运行。
要在MATLAB和SIMULINK屮实现这一功能，过程如下：
① 模块运行前选中uSimulink/simulinkparameters/worksplace 1/0?,的“Finalstate"（其中变量为xFinal）,然后按“OK”或“Apply”键。
②令a）*=120运行仿真模型。
③仿真完成后，在44Simulink/simulink paramctcrs/worksplacc I/O”中选中“Initalstate n（其屮变量为xlnital）o
④在Matlab工作空间运行赋值语句：xInital=xFinal
⑤矢量控制系统改变前仿真结果如图4.1所示。
⑥改变系统参数，令3*=150再运行仿真模型，如图4.2所示。
时心“ |
3.1a) co*=120 时Vab的波形
3.1b)co*=120 时iabc的波形
3.1 c)(o*=120 吋 Te 的波形 |
|
3.1d) co*=120 时co的波形
图3.1 (o*=120吋各参数的波形
3.2a) 『=150时Vat,的波形
“"0「 °?5 1 15
3.2b)oj*=150 吋iabc的波形
3.2c)co*=150 吋的波形
3.2d)co*=15O 时co的波形
图3.2 o)*=150时各参数的波形
可以看出，当co*=120时，在启动的瞬间，定子电流的峰值可达到450A,在恒转矩启动
阶段，定子电流基本上保持在150A,恒转矩启动阶段的大约吋间为0.7秒。在恒转矩段，转矩
保持在极限值300N?m,这个极限值是在速度调节器参数表屮设定的。而(o*=150时恒转矩启
动阶段大概时间为0.9秒。
4.结论
:⑴简要探讨了杲步电机的调速情况，以及矢量控制的研究现状，对于基于矢量控制的异步电动机调速系统有了一个总体的了解；
⑵在磁场定向控制下，建立了异步电动机的数学模型和仿真模型；
⑶通过矢量控制，设计并建立了用于仿真的一空间矢量脉宽调制模块，并通过实验验证了输出结果和理论推导的一致性；
小结2
经过两周的努力我的课程设计对自己所学专业知识的一种实践。通过这次课程设计，发现自己很多基础知识掌握不好，能力上也欠缺很多，但是成功完成课程设计收获还是很多。主要自己要学习的东西还太多，而且电气工程知识交叉领域的很广泛，要求对学科之间联系与运用能力较高，而融会贯通是个循序渐进的过程。此次的屯气传动系统课程设计是我和同学共同努力的结果，它增进了我们的团结互助的意识，为以后的工作培养团队合作能力也是作用不少。
在此要感谢我们的指导老师胡老师和王老师的悉心指导，感谢老师们给我们的帮助。在设
多。
计过程屮，我和同学通过查阅大量有关资料，并向老师请教等方式來完成我们的设计，收获很
参考资料
1、陈们时.电力拖动白动控制系统，第3版.北京：机械工业出版社，20042、石玉等.电力电了技术题例与电路设计指导.北京：机械工业出版社，19983、王兆安.电力电了技术.第4版.北京：机械工业出版社，2000
4、王离九等.电力拖动H动控制系统.武汉：华屮科技大学出版社，19915、胡寿松.白动控制原理：第4版.北京：国防工业出版社
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