进统方法的发射调制函数大多采用正/余弦函数,后端检相采用混频的方法以降低检测到的高信号频率
[2]
,利用检相器得到相位差,从而计算出距离信
息。这样,整个系统基于模拟手段,在速度和自动化程度上受到,且不利于与其他系统的配合。为此,针对测距仪的数字化,人们发展了其他的调制和检测方法。
这些方法中,常见的是填脉冲法
[3]
,该方法采
用方波调制或一般正余弦调制,高频的方波调制要求提高激光管的性能,而采用一般调制则需要对接收信号进行整形,从而影响信号的检相精度,同时,由于数字器件本身的性能,调制频率不能做到很高,这些因素都了相位式测距精度高的优点。数字相关法检相检相法
[5]
[4]
、向量内积也是经常采用的高精度检相手段。其中,数字相关法不能对被测信号作深层次的数算,对所采集到的被测信号数据信息利用不充分,不能发挥数字相关法对随机干扰有很好抑制作用的潜力,这决定了该方法受信噪比和A/D器件影响偏大;向量内积法实时测量性能较好,但在同样信号调制频率的情况下,对采样频率的要求更高。重要的是,后面两种高精度的检相方法,对接收信号的数字化处理要求很高,一般需要专门的数字采集卡完成,而且对检测结果的处理需要作复杂的运算,这是一般的信号处理芯片所难以完成的,通常都需要计算机的支持,这就很大程度上影响了测距系统的可生产化和小型便携性能。
为了设计出具有高精度,同时又有低成本和小型化优点的相位式激光测距仪,我们从其他新思路出发,对测距仪的调制
(a)图为初始信号和彩样信号的频谱图,(b)图为采样所得数字信号结果的频谱图,
(c)图为采样结果与频率为fx的信号进行混乘所得的频谱图(a) frequencyspectrumsoftheoriginalsignalandthesamplingsignal.
(b) digitalsignalobtainedbyundersampling.
(c) digitalsignalaftermixingwithacomponentatfrequencyfx
图1 利用欠采样获取相位信息的频谱图
Fig.1 frequencyspectrumgraphtodescribethecourseofobtainingthe
phaseinformationusingundersamplingtechnique
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激光与红外 No.4 2006 殷甲青 孙胜利 相位式激光测距仪的改进设计267
从混乘结果中获得一个直流分量,通过低通滤波,便可以求出该分量,具体到检相问题,该直流分量便包含所要获得的相位信息。
πf0・t), 假设激光管的出瞳信号为O(t)=Asin(2进入A/D转换器件的接收信号可以表示为P(t)=απf0・t+θ+ψ),其中:α为由大气传输和电路Asin(2
影响产生的衰减系数;θ为光电系统结构和电路传输造成的相移,可认为是恒定值;ψ是由于光传输造成的相移,包含着所需要的距离信息,也就是所要求的相位差。P(t)信号进入A/D器件,由采样周期πf0・k/fA1/fA采得的数字信号便为Q(k)=αAsin[2+(θ+ψ)],其中k∈N,为采样周期计数。
在,不仅可以由ψ求出待测的距离,由α还可以进一步分析出被测目标的表面特性,为测距仪的成像应用打下基础。在实际设计中,为数据处理方便,m值取1,即选用的欠采样频率为调制频率的4/5。表1 采样结果与简化的参考信号混乘所得的结果Table.1 mixingresultsofthesignalobtainedbyundersamplingandtherefsignalsimplized.
k
X(k)
Y(k)
OddEven
0αAcos(θ+ψ)
0
αAsin(θ+ψ)
3 晶体滤波器和DDS在激光调制中的应用
如前所述,在把接收到的信号进行A/D转换前,利用带通滤波器把信号中混杂的噪声滤除是非常必要的。为了提高测距的精度,信号的调制频率都很高,通常为十几到几十MHz,这样,采用普通的滤波手段,给器件选用和调节带来了困难,同时,处理电路的复杂度会大大变高,一个高阶的滤波电路不仅对器件性能和稳定性的要求很高,调节也非常繁杂,即使这样,滤波的通带宽和稳定性也不够理想,这些也将影响到A/D转换精度和最后的检测结果。为了使系统简化,调节方便,在改进系统滤波设计中采用了通信中使用广泛的晶体滤波器。
中心频率高的窄带晶体滤波器一般为分离式滤波器,分无源和有源两种,在一定的频率具有优秀的滤波品质。晶体滤波器通带平滑,Q值较高,中心频率为几十MHz的无源晶体滤波器的通带宽度通常只有几kHz,有源晶体滤波器的通带宽度只有几百Hz;另外,无源晶体滤波器的相频特性好,对匹配电
然后,对Q(k)进行数字同步检测,将Q(k)与两路数字参考信号I(k)和J(k)进行积分混乘,其中:
πfx・I(k)=cos(2k/fA),πfx・J(k)=sin(2k/fA)。
参考信号与采样周期信号同步。混乘的结果表示为:
X(k)=Q(k)×I(k),Y(k)=Q(k)×J(k)。
分析Q(k)、I(k)和J(k)的表达式可知,当fA=4f0f0
,(m∈N)时,fx=,这时I(k)和J(k)变4m+14m+1
为:
π/2),J(k)=sin(kπ/2)。I(k)=cos(k
阻和电容(匹配阻抗)的数量和精度要求都很低。所以,根据设计的具体情况,选用无源晶体滤波器作
图2 利用欠采样方法,同步检测出信号中的相位信息
Fig.2 sync2detectthephaseinformationinthe
signalbyundersamplingtechnique.
为带通滤波器,可以获取纯净的正弦波。
窄带晶体滤波器具有一定的系列,常见的有10MHz系列、21MHz系列和45MHz系列,只可用于
二者的取值范围变成了{-1,0,1},混乘的过程便大大简化,用普通的处理器件如FPGA就可以完成,如图2所示。而且,得到的混乘结果(如表1所示)仅与相移(θ+ψ)有关,可以由简单运算查表求出(θ+ψ)的大小,采用相同的电路结构对激光主波采样进行AD变换,用同样的方法同步检测出其相移,再通过计算和实验分析系统结构造成的固有相移,便可以将θ的值求出,进而求出ψ和α。现
一定中心频率的带通滤波。如21MHz系列的滤波器,其滤波的中心频率只有21.400MHz、21.450MHz、21.600MHz、21.700MHz、23.50MHz以及30.875MHz几种。可以根据晶体滤波器同一系列
中心频率相近的特点,选择一种对应的频率作为主调制频率,选择另外相近的频率为辅助调制频率,运用集中的间接频率调制的方法进行测距,解决因调制频率高造成的测程较短问题。在设计的系统中,
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268激光与红外 第36卷
选择了23.5MHz为主调制频率,21.4MHz为辅助调制频率,根据间接调制的测程原理获得最大测程:
3×1023.51・・.43(m)或6≈71223.5-21.423.5×103×1021.41・・6223.5-21.421.4×10
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[1]
的信号通过APD转换为电信号,放大后送入可控增益放大器,用于稳定A/D转换器的输入,保证其有最好的转换状态,确保精度;最后利用欠采样和同步检测的方法取得数据,把最终结果进行处理后,送入通信接口或驱动显示模块进行显示结果。
,这样便可以
≈71.43(m)
是单一调制频率的测程3×101・.2倍。6的11223.5×10
8
针对晶体滤波器只能用于一定中心频率的特点和多种复杂调制频率的要求,没有使用晶振作为调制信号源,而是选用了DDS产生调制信号。DDS是按照一定的时钟节拍,从存放有正弦函数表的ROM中读出这些离散的代表正弦幅值的二进制数,然后经过D/A变换并滤波,得到一个模拟的正弦波,改变读数的节拍频率或者取点的个数,就可以改变正弦波的频率。DDS技术产生正弦
图3 系统结构框图,省略了激光管工作控制模块、APD偏压模块、光机结构等
Fig.3 blockdiagramofthesystemstructure.Thelasercontrolmodule,
thevoltagebiasmoduleofAPD,theopticalandmechanicalstructuresarenotincludedinit.
波,具有数字信号处理的一系列优点,如精确、无偏离、便于集成等。但它与模拟法相比最大的缺点是输出的寄生频率很多。在具体设计中,我们选用了ADI公司的AD9834
[8]
实验表明,在一般工作环境下,该激光测距仪的测程可达50m,测量精度为毫米量级,与相同性能的测距仪相比,整个系统结构紧凑,不需借助其他数据处理设备,便于移动,且成本较低,更适合于实际应用。参考文献:
[1] 周立伟.目标探测与识别[M].北京:北京理工大学出
,该DDS可提供最大25MHz
的正弦输出,稳定性好,内置SINROM,具有内部比较器,可同步输出同频方波,为欠采样提供时钟信号。AD9834具有28位频率寄存器,输出的信号分辨率可高达输出频率的1/2,而且它具有12位的频率寄存器用于调节相位,尤其适合相位式激光测距仪。DDS的缺点也可以通过一些手段改进,利用晶体滤波器优秀的滤波特性,可以将DDS寄生频率滤除,获得较好的调制信号;利用比较器产生的方波,也可以用数字方法调节其占空比,进一步提高其稳定性供AD转换器件使用。4 系统总体结构与性能
28
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根据上述的改进方法,系统的整体结构设计如图3所示。采用FPGA控制DDS分时产生主调制信号、辅助调制信号以及相应的欠采样时钟;将调制信号放大后进行滤波,通过跨导运放把电压信号转变为电流信号,驱动激光管发射调制光波。接收到
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