第３８卷第１期 ２０１０年１月 同济大学学报（自然科学版） Ｊ０１ＩＲＮＡＩ，ＯＦ ＴＯＮＧＪＩ ＵＮＩｖＥＲＳＩＴＹ（Ｎ删ＲＡＬ ＳＣＩＥＮＣＥ） Ｖ０Ｉ．３８ Ｎｏ．１ Ｊａｎ．２０１０ 文章编号：０２５３—３７４Ｘ（２０１０）０１—０１２４—０６ ＤＯＩ：１０．３９６９／ｊ．ｉｓｓｎ．０２５３—３７４ｘ．２０１０．０１．０２３ 三电平变流器多载波ＰＷＭ控制技术研究 康劲松 ，巫 影 ，张烨 ，陶生桂 （１．同济大学电子与信息工程学院，上海２０１８０４；２．海军工程大学船动学院，湖北武汉４３００２３） 摘要：对二极管箝位型和飞跨电容型两种三电平变流器拓扑 变流器拓扑结构类型通常分为两电平以及多电 的多载波ＰＷＭ（脉冲宽度调制）控制策略进行研究，重点对 平两类ｌ＿１］．两电平高压变流器存在很高的ｄＶ／ｄｔ和 这两种拓扑结构中存在的中点电位不平衡问题，以及不同拓 扑结构所适用的多载波ＰＷＭ方法，进行了理论分析和论证； 共模电压，对负载电机绕组绝缘构成严重威胁，且存 在串联器件同时导通和关断问题．２０世纪８０年代以 通过Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ软件的仿真研究，分析了在不同调制 度下输出电压的谐波分布和谐波畸变率，确定了载波层叠法 与载波移相法的拓扑结构实用类型，论证了多载波ＰＷＭ控 制策略的实用性和可行性． 关键词：三电平变流器；多载波ＰＷＭ控制；中点电位偏离； 谐波分布 中图分类号：ＴＭ ９２１ 文献标识码：Ａ 来，多电平变流器拓扑结构和控制策略一直是一个 研究热点．多电平变流器与传统的两电平变流器相 比，有很多优势：输出电平数增加，输出波形阶梯增 多，更加接近目标控制波；降低了输出电压的跳变， 输出电压谐波含量减少；阶梯波控制时，器件在基频 下开通关断，损耗小，效率高．因此，在高压大功率领 域具有广阔的应用前景． 本文介绍了多电平变流器常用的两种拓扑结构 Ｃａｒｒｉｅｒ－ＰＷＭ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ ｏｆ Ｔｈｒｅｅ－ 和工作原理，对基于多载波ＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ Ｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ ＫＡＮＧ Ｊｉｎｇｓｏｎｇ ，唧Ｙｉｎｇ。，２￣－ＩＡＮＧ Ｙｅ ，ＴＡＯ Ｓｈｅｎ￣ｕｉ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，脉冲宽度调制）的控制技术进行了理论 分析；重点对多电平变流器中点不平衡问题的内在 原因进行了探讨；以三电平二极管箝位型和飞跨电 容型为对象，对应用于多电平变流器的两种多载波 ＰＷＭ控制技术进行了分析研究． （１．Ｃｏｌｌｅｇｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ａｎｄ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，Ｔｏｎｇｊｉ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｓｈａｎｇｈａｉ ２０１８０４，Ｃｈｉｎａ；２．Ｃｏｌｌｅｇｅ ｏｆ Ｎａｖａｌ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ａｎｄ Ｐｏｗｅｒ，Ｎａｖａｌ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，Ｗｕｈａｎ ４３００３３，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ｐｒｅｓｅｎｔｓ ｒｅｓｅａｒｃｈｅｓ ＯＩｌ ｔｈｅ ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ １ 多电平变流器拓扑结构和工作原理 多电平变流器是指输出电压波形中的电平数等 于或大于３的变流器类型 ．这种变流器主要有 ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＰＷＭ）ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ ａｎｄ ｔｈｅ ｐｒｉｎｃｉｐａｌ ｆｏｒ ｔｈｒｅｅ—ｌｅｖｅｌ ｄｉｏｄｅ—ｃｌａｍｐｅｄ ａｎｄ ｆｌｙｉｎｇ—ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ，ｅｓｐｅｃｉａｌｌｙ，ｔｈｅ ｎｅｕｔｒａｌ－ｐｏｉｎｔ ｕｎｂａｌａｎｃｅｄ ｐｒｏＮｅｍ ａｎｄ ｔｈｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ ｏｒ ｄｉｆｆｆｅｒｅｎｔ ｔｏｐｏｌｏｇｉｃａｌ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ．Ａｎ ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｏｎ ｗａｓ ｍａｄｅ ｏｆ ｔｈｅ ｈａｒｍｏｎｉｃ ｗａｖｅ ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ ａｎｄ ｔｈｅ ａｂｅｒｒａｔｉｏｎ ｒａｔｅ ｏｆ ｔｈｅ ｌｉｎｅ．ｖｏｌｔａｇｅ ｉｎ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｒａｔｅｓ ｏｎ ｔｈｅ ｂａｓｉｓ ｏｆ 两种结构形式，一种是在传统两电平半桥式结构的 基础上，通过增加直流分压电容将直流分压电容分 压成多种直流电压，通过加入箝位电路和增加开关 ｔｈｅ Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ ｓｏｆｔｗａｒｅ，ｗｈｉｃｈ ｄｅｔｅｒｍｉｎｅｓ ｍｅ ｐｒａｃｔｉｃａｌ ｔｏｐｏｌｏｇｙ ｔｙｐｅｓ ｉｎ ｔｗｏ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ（ｐｈａｓｅ ｄｉｓｐｏｓｉｔｉｏｎ ａｎｄ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ）．Ｂｏｔｈ ｔｈｅ ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ ａｎｄ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ ｐｒｏｖｅ ｉｔｓ ｐｒａｃｔｉａｂｉｌｃｉｔｙ ａｎｄ ｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ． 管的串联数构成半桥式变流器；另一种是利用单相 全桥式变流器，通过直接串联叠加，组成级联式多电 平变流器，每一个单相全桥式变流器的直流电源必 Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ｔｈｒｅｅ—ｌｅｖｅｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ；ｃａｒｒｉｅｒ—ＰｗＭ ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ； ｎｅｕｔｒａｌ—ｐｏｉｎｔ ｄｅｐａｒｔｕｒｅ；ｈａｒｍｏｎｉｃ—ｗａｖｅ ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ 须是的直流电源．笔者针对第一种结构形式的 两种拓扑结构——二极管箝位型和飞跨电容型进行 收稿日期：２００８—１０～１６ 作者简介：康劲松（１９７２～），男，副教授，工学博士，主要研究方向为电力电子与电力传动、新能源变换与控制技术 Ｅ－ｍａｉｌ：ｊｉｎｇｓｏｎｇｋａｎｇ＠１６３．ＣＯＭ 第１期 康劲松，等：三电平变流器多载波ＰＷＭ控制技术研究 ． ．．。． 目 ．．．．◆ 分析研究． 积很大，因此不利于系统集成化．并且飞跨电容的预 充电问题也使得系统变复杂．表２所示即为其开关 １．１ 二极管箝位型变流器拓扑结构 示．直流母线电压被两个串联连接的电容器Ｃ１，Ｃ２分 成两个电平．通过表１所示的开关状态，就可以得到 Ｐ，Ｎ，０三个电平．表１说明，主开关Ｓ１，Ｓ３与主开关 三电平二极管箝位型变流器单相结构如图ｌａ所 状态选择． 表２ 飞跨电容型三电平变流器开关状态 Ｔａｂ．２ Ｓｔａｔｅｍｅｎｔｓ ｏｆ ｔｈｅ ｆｌｙ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｓ２，Ｓ４是两对互补开关管，即相邻的两个开关器件必 须同时导通或关断（Ｓ１／Ｓ２，Ｓ２／Ｓ３，Ｓ３／Ｓ４同时导通或 关断）．由于每一种电平状态对应一种开关组合，所以 对于相电压而言，无法采用优化控制策略的办法来平 衡各个直流分压电容的充放电．箝位二极管的作用是 使每个主开关只承受一半的直流母线电压．但随着电 平数的增加，二极管数目快速增加，增加了成本，系统 可靠性也随之降低．因此，这个拓扑结构输出电平数 不可能很高，一般被在五个． ａ二极管箝位型 ｂ飞跨电容型 图１三电平两种拓扑结构 Ｆｉｇ．１ Ｔｗｏ ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ ｏｆ ｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ 表１二极管箝位型三电平变流器开关状态 Ｔｌａｂ．１ Ｓｔａｔｅｍｅｎｔｓ ｏｆ ｔｈｅ ｄｉｏｄｅ－ｃｌａｍｐ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ 注：“】”表不导通，“Ｏ”表不关断．后蒯． １．２飞跨电容型变流器拓扑结构 图１ｂ是三电平飞跨电容型变流器单相结构图． 它的基本原理就是用飞跨电容取代了箝位二极管进 行箝位．箝位电容的加入使得主开关管Ｓ２与Ｓ３不 能同时导通．但是由于电容的引进，开关状态的选择 变得更加灵活，电压合成的选择增多，通过在同一电 平上不同开关状态的组合，可使电容电压保持均衡， 起到了保持中点电位平衡的作用．在高压大容量的 应用场合中，由于耐压的提高，所使用的飞跨电容体 ２多电平变流器多载波ＰＷＭ控制 基于载波的多电平变流器ＰＷＭ控制方法，是最 常用的多电平ＰＷＭ控制方法之一，是两电平 ＳＰＷＭ（ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ ＰＷＭ，正弦波脉宽调制）技术在多 电平中的直接拓展．由于多电平逆变电路拓扑的复 杂性以及基本拓扑的多样性，较之两电平变流器，其 ＰＷＭ控制方法更加多样化ｌ＿４ ］．多电平变流器 ＰＷＭ主要的控制目标有两个，一是控制输出电压， 即变流器输出的脉冲矩形波序列在伏秒意义上与目 标参考波形等效；二是控制多电平变流器本身运行 状态，包括直流分压电容上的电压平衡控制、输出谐 波的控制、所有功率开关管的输出功率平衡控制和 器件的开关损耗控制等． ２．１载波层叠法（ｐｈａｓｅ ｄｉｓｐｏｓｉｔｉｏｎ，ＰＤ） 在两电平载波控制算法中，主电路拓扑中单相 桥臂只有两个主开关管，而上下两个主开关管开关 动作互补．因此，只需要１条三角载波．而＂电平变 流器主电路单相桥臂需要的主开关管数为２（他一 １），上下桥臂主开关管动作互补．因此，共需要（ 一 １）条三角载波．为了提高直流电压利用率，把载波幅 值缩为原来的１／２，并把这条载波向上平移１／２个单 位，得到载波１，向下平移１／２个单位，得到载波２． 将正弦控制波与这２条载波比较，当控制波幅值大 于载波时，相应开关开通；小于载波幅值时，开关关 断［。Ｉ７］．如图２所示．根据双重傅里叶级数的定义 １二三 Ｆ（ ， ）＝ Ａｏ，０＋ ［Ａ ０ｃｏｓ（＂ ）＋ Ｍ＝１ 十∞ ＋。。 Ｂ ０ｓｉｎ（ｎｘ）］＋ ［Ａ ｃｏｓ（ ＋ Ｈｔ＝１ ０ 一∞ ｍ ）＋Ｂ ｓｉｎ（ ＋ｍｙ）］ （１） 同济大学学报（自然科学版） 第３８卷 其中 Ｆ ＝Ａ ＋ ＝ ∑ ∑Ｊ （ｍＭｎ）・ ｍ＝２．４．６．…１ ＝±１．±３．… 嘉 一 Ｆ（ “” ｄＹ （２） 式中，Ａ，Ｂ为常数． 当三相采用对称正弦波调制时， Ｕ 。＝Ｕｓ ｓｉｎ（Ｕ。ｔ ］ ｅ一 ｓｉｎＥ（ⅢＦ＋ ）Ｗ ］ （５） 其中：Ｍ为调制度；Ｆ为载波比；Ｅ为调制得到的脉 宽；ａ为三角载波的初相位角．由式（４）可知，输出相 电压的谐波主要集中在载波及其倍频波附近，而输 出的线电压中，将消除ｍ＝１的载波谐波及其上下 Ｕｂｓ：Ｕｓ ｓｉｎ（０９ ｔ＋２ｎ／３） （３） 边带谐波． Ｕ ：Ｕｓ ｓｉｎ（（Ｕ。ｔ一２ｎ／３）Ｊ 式中： 。，【， ， 表示正弦波． 参考值 参考值 可以计算得到输出相电压波形＿８］．从输出的相 电压波形中，可以知道谐波主要集中在载波及其边 带谐波附近．此外，由于其易于实现，适用于任何电 平数的多电平变换器，可以在调制比的所有变化范 围内工作． Ｏ —ｊ ０ ———————————— ————‘———’ ！ 一一 ０ —————————— ———， 一 ｚ ａ调制波在位置１时 参考 图３ ＰＳ型调制开关动作产生机理 Ｆｉｇ．３ Ｍｅｃｈａｎｉｓｍ ｏｆ ＰＳ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｔｒａｔｅｇｙ 参考 １Ｌ Ｓ１ｌ 曼呈 ▲ ３ 中点电位平衡控制技术 垦— ３．１ 开关状态对中点电位的影响 ０ Ｌ————————————— ａ调制波在位置１时 ｂ调制波在位置２时 图２ ＰＤ型调制开关动作产生机理 Ｆｉｇ．２ Ｍｅｃｈａｎｉｓｍ ｏｆ ＰＤ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｔｒａｔｅｇｙ 中点电位的不平衡是由直流分压电容的充放 电不平衡引起的．直流侧电容由于在一个周期内流 入和流出的电流不同，造成某些分压电容总在放 电，而另一些则总在充电．这样一来，电容电压充放 电不均衡，最终导致输出电平不准确．中点电压的 ２．２载波移相法（ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ，ＰＳ） （咒一１）条三角载波依坐标 轴上下对称分布， 由于相邻载波间有一个相移，使得所产生的ＳＰＷＭ 脉冲在相位上错开，从而使最终叠加输出的ＳＰＷＭ 偏移会影响输出电压的对称性，提高对主管阻断耐 压的要求，增大线电压谐波含量，对整个系统工作 不利．在三电平变流器控制中，控制方案对分压电 容中点电位有很大的影响，不同的开关状态对中点 电位有不同的充放电作用．图４说明，单相电路中 波形等效开关频率提高到原来的（ Ｍ一１）倍．当相差 ３６０。／（ｎ一１）时，输出谐波含量最少．三电平变流器 载波平移控制算法及其开关动作如图３所示．当对 三相采用对称正弦波调制时，根据双重傅里叶级 一不同开关状态对中点电位的影响．由图４可见，Ｐ， 数 。 的定义，可以计算得到变流器输出相电压与线 Ｎ电平对中点电位没有影响；图４ｃ中，电流流人中 电压表达式． 点电位，使中点电位升高，图４ｄ中电流方向相反， 相电压 使中点电位下降．因此，飞跨电容的零电平的两种 Ｕ ＝ＭＥ ｓｉｎ Ｗ。ｔ／２±兰・ 行Ｚ丌 冗余开关状态对中点电位的影响刚好相反．因此， 可充分利用零电平的冗余状态，适当选择合适的开 ｍ＝１．２．…∑ ∑ｅ－ Ｊ （ｍＭｎ）・ Ｍ：±１，±３．… 关状态，使整个周期中点的充放电大致平衡．对于 ｓｉｎ［（ｍＦ＋ ）Ｗ。ｔ］ 线电压 Ｕ ｂ：ＭＥ ｓｉｎ叫。ｔ±—２Ｅ—． （４） 三电平三相电路中点电位的平衡问题，其空间矢量 中的长矢量和零矢量对中点电位没有影响，中矢量 对中点电位的影响不能消除，是个不控量．因此，只 能从短矢量的冗余开关状态中进行优化选择． 第１期 康劲松，等：三电平变流器多载波ＰＷＭ控制技术研究 ＋ｆ 电位．而ＰＳ型控制策略的开关状态有（１，１），（０，１）， 负 载 负 载 ｆＯ Ｃ１’。 —— （１，０），（０，０）四种，其中，（０，１），（１，０）两个冗余状态 对分压电容的充放电互补调节．因此，对比只有三个 开关状态的ＰＤ型调制算法，ＰＳ型调制对飞跨电容 型３电平变流器的中点电位平衡起到了更好的作 用．以上对ＰＤ与ＰＳ型控制策略在３电平中的分析， ｌ负载 Ｏ Ｈ二ｈ ｃ＿Ｌ－负载 Ｃ２—— 萄 １．．．．．．．．．．．．＿＿Ｊ ａ Ｐ电平 ｂ Ｎ电平 Ｃ Ｏ电平 ｄ Ｏ电平 图４开关状态对中点电位的影响 同样适用于更高电平的变流器． Ｆｉｇ．４ Ｉｎｆｌｕｅｎｃｅ ｏｆ ｎｅｕｔｒａｌ－ｐｏｉｎｔ ｂｙ ｓｗｉｔｃｈ ｓｔａｔｅｍｅｎｔｓ ４ 仿真分析 ３．２多载波ＰＷＭ策略中点电位分析 根据前面的分析，二极管箝位型由于自身的特 运用Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ仿真软件，构建多电平变 点，其单相零电平并没有冗余的开关状态．ＰＤ型和 流器仿真分析模型．如图５所示．以ＰＤ和ＰＳ型控制 ＰＳ型调制时，仅有Ｓ１为０与Ｓ２为１这个开关状态 策略，分别对二极管箝位型和飞跨电容型三电平电 对其起作用，此时，中点电流一直为流出．因此，这两 路拓扑进行仿真研究，并比较这两种控制策略在不 种调制方法都无法平衡这种拓扑结构电路任一相的 同调制区的特性．实验参数为：根据实际的应用系 中点电位．由表１所示的开关状态知道，ＰＳ型控制 统，直流母线电压取Ｕ 。＝１ ５００ Ｖ，三相感性负载容 策略应用于二极管箝位型３电平变流器，将产生多 量为２５ ｋＷ，正弦调制波的频率为５０ Ｈｚ，载波比 余的开关状态（１，０），会加大器件的开关损耗，因此 ｍｔ＝２５，取６个不同的调制度ｍ进行仿真（Ⅲ＝ 并不适合．对于ＰＤ型控制策略，其产生的开关状态 ０．３０，０．５０，０．６０，０．８０，１．００，１．１５），调制波与载波 只有（１，１），（０，１），（０，０）三种，这种控制策略对一相 的相位差 ＝０。，飞跨电容容量为１０～Ｆ，３个电容的 直流分压电容只起到放电作用，不能有效平衡中点 容量一致．对不同调制区仿真结果分析如下： 一 Ｉｎ１ ｒ Ｏｕｔ１ ＿一 ＿ＤＣｏ： ＝ 电压测量 Ｉｎ２ 三箱负载 Ｏｕｔ ２ ］ 一 －．ＤＣｃ１： １ｎ３ ’电压测量 ， 静 Ｏｌｎ４ ＳＰＷＭ ＩＪｃ３ 主电路 图５主电路拓扑 Ｆｉｇ．５ Ｍａｉｎ－ｃｉｒｃｕｉｔ ｔｏｐｏｌｏｇｙ 图６为在调制度 ＝０．３０，０．８０，１．１５时，在二 下，将ＰＤ型和ＰＳ型应用于飞跨电容型拓扑结构中 极管箝位型拓扑中分别应用ＰＤ型和ＰＳ型两种控制 得到的频谱图（ＦＦＴ）．对比ＰＤ调制下的频谱图可 策略得到的线电压波形．从对比图中看出，ＰＳ型调 知，ＰＳ型控制策略能更有效地消除谐波，特别是对 制得到的线电压波形毛刺含量很大，波形质量不如 载波频带谐波、边带谐波，有很好的抑制能力．这与 ＰＤ型调制．这主要是由于ＰＳ型调制的冗余开关状 之前的量化分析结果一致．从图８的线电压总谐波 态在二极管箝位拓扑中应用不到，使开关频率下降， 畸变率（Ｄ ，％）可以看出，对比ＰＤ型控制策略，ＰＳ 造成合成波形质量下降．图７为在以上三种调制度 型应用在飞跨电容型中能更有效地抑制谐波．而在 同济大学学报（自然科学版） 第３８卷 二极管箝位中，ＰＤ型控制策略的Ｄｍ要比应用ＰＳ型 了前面的理论分析 明显小得多，特别是在ｍ＞０．５区间．仿真结果论证 之 芝 乏 筐 出 删 脚 ｔ／Ｓ ｔ／Ｓ ｔ／Ｓ ａ ＰＤ调制，ｍ＝１．１５ ｂ ＰＤ调制，＂ｔｒｔ＝Ｏ．８０ ｃ ＰＤ调制，ｍ＝０．３０ 之 一 ＼ 骥 ｌ ｌ ｄ ＰＳ调制，ｍ＝１．１５ ｅ ＰＳ调制，ｍ＝０．８０ ｆ ＰＳ调制，ｍ＝０．珈 ０ ０ ０ ０ ０ ３０ 咖 ０ 珈 图６二极管箝位型在不同调制度下应用ＰＤ与ＰＳ型调制线电压 Ｆｉｇ．６ ＮＰＣ’Ｓ ｏｕｔｐｕｔ ｗａｖｅ ｕｎｄｅｒ ｔｈｅ ＰＤ ａｎｄ ＰＳ ｃｏｎｔｒｏｌ ｉｎ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｒａｔｅｓ ＼ ｊ罾 馨 鲻 幽 弭 辞 一１ ０００ Ｏ ｌＯ ２０ ３０ ４０ ５０ 谐波次数／次 谐波次数／次 谐波次数／次 ｂ ＰＤ调制，ｍ＝０．８０ １ ０００ 乏８００ 》 ＼ 趔 ６００ 趔 坚４００ 粤 漤 ２００ ０ 鲻 出一２００ 出 一４００ 霆一６辑００ 丑 一８００ 簿 －１ ０００ 谐波次数／次 谐波次数／次 谐波次数／次 ｄ ＰＳ调制，ｍ＝１．１５ ｅ ＰＳ调制，ｍ＝０．８０ ｆ ＰＳ调制，ｍ＝０．３０ 图７飞跨电容型在不同调制度下的频谱图比较 Ｆｉｇ．７ Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ ｆｌｙｉｎｇ ｃａｐａｃｉｔｏｒ’Ｓ ＦＦＴ ｉｎ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｒａｔｅｓ 出 蔼簿一 第１期 长＼槲 督 躜 康劲松，等：三电平变流器多载波ＰＷＭ控制技术研究 誉＼料 誉鲻 １２９ ｍ ａ二极管箝位型 ｍ ｂ飞跨电容型 图８不同调制度下两种拓扑结构的总谐波畸变率比较 Ｆｉｇ．８ ＴＨＤ ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｉｎ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｒａｔｅｓ ５ 结论 在解决保点电位偏移问题上，对于二极管箝位 型三电平变流器，ＰＤ和ＰＳ两种控制策略都不能够 解决；对于飞跨电容型三电平变流器，ＰＤ和ＰＳ两种 控制策略都能够解决，相对而言，ＰＳ更能有效解决 中点电位偏移问题． 在研究控制策略问题上，对于二极管箝位型三 电平变流器，在相同的调制比下，ＰＤ型ＰＷＭ控制技 术比ＰＳ型ＰＷＭ控制技术得到的线电压总谐波畸 变率小，因此，ＰＤ控制策略更适用二极管箝位型三 电平变流器；对于飞跨电容型三电平变流器，在相同 的调制比下，ＰＳ型ＰＷＭ控制技术比ＰＤ型ＰＷＭ控 制技术得到的线电压总谐波畸变率小，因此，ＰＳ控 制策略更适用于飞跨电容型三电平变流器． 本文是以三电平变流器为对象得到的研究结 论．该研究方法和结论也适用于更高电平变流器． 参考文献： ［１］Ｎｉｋｏｌａ Ｃｅｌａｎｏｖｉｃ，Ｄｕｓｈａｎ Ｂｏｒｏｙｅｖｉｃｈ．Ａ ｆａｓｔ ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｆｏｒ ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ｔｈｒｅｅ—ｐｈａｓｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ］． ＩｎｄｕｓｔｒｙＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ，２００１，３７（２）：６３７． Ｅ２３ Ｊｏｓ￣Ｒｏｄｒｉｕｅｚ，ＬＡＩ Ｊｉｈｓｈｅｎｇ，Ｆ Ｚｈｅｎｇｐｅｎｇ．Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ：ａ ｓｕｒｖｅｙ ｏｆ ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ ｃｏｎｔｒｏｌｓ ａｎｄ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓＥＪ］． Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ，２００２，４９（２）：７２４． Ｅ３］Ｓｎｅｉｎｅｈ，Ａｎｅｅｓ Ａｂｕ，Ｗａｎｇ Ｍｉｎｇｙａｎ，ｅｔ ａ１．Ａ ｈｙｂｒｉｄ ｃａｐａｃｉｔｏｒ． ｃｌａｍｐ ｃａｓｃａｄｅ ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２００６（１１）：２０３１ Ｅ４］ ＭｃＧｒａｔｈ Ｂ Ｐ，Ｈｏｌｍｅｓ Ｄ Ｇ．Ａ ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ ＰＷＭ ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ ｆｏｒ ｃａｓｃａｄｅｄ ａｎｄ ｎｅｕｔｒａｌ ｐｏｉｎｔ ｃｌａｍｐｅｄ ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒｓＥＪ］．Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｓｐｅｃｉａｌｉｓｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，２０００， ２１８（２３）：６７４． ＥｓＪ ＦＥＮＧ Ｃｈｕｎｍｅｉ，ＬＩＡＮＧ Ｊｕｎ，Ｖａｓｓｉｌｉｏｓ Ｇ Ａｇｅｌｉｄｉｓ．Ｍｏｄｉｆｉｅｄ ｐｈａｓｅ—ｓｈｉｆｔｅｄ ＰＷＭ ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ ｆｌｙｉｎｇ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓＥＪ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ＯＤ Ｐｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２００７， ２２（１）：１７８． ［６］Ｂａｋａｒｉ Ｍｗｉｎｙｉｗｉｗａ，Ｚｂｉｇｎｉｅｗ Ｗｏｌａｎｓｋｉ．Ｍｕｌｔｉｍｏｄｕｌａｒ ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ ｗｉｔｈ ｉｎｐｕｔ／ｏｕｔｐｕｔ ｌｉｎｅａｒｉｔｙ Ｅ Ｊ］． Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ，１９９７，３３（５）：１２１４． ［７］王小峰，何湘宁，邓焰．载波交叠特性ＰＷＭ方法在飞跨电容多 电平逆变器中的应用研究［Ｊ］．中国电机工程学报，２００７，２７ （１０）：９８． 、＾ ＡＮＧ Ｘｉａｏｆｅｎｇ，ＨＥ Ｘｉａｎｇｎｉｎｇ，ＤＥＮＧ Ｙａｎ．ＰＷＭ ｍｅｔｈｏｄｓ ｗｉｔｈ ｃａｒｒｉｅｒ—ｏｖｅｒｌａｐｐｉｎｇ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ ｉｎ ｆｌｙｉｎｇ—ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒｓＥＪ］．Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＣＳＥＥ，２００７，２７（１０）：９８． ｒ８］ Ｃａｒｒａｒａ Ｇ，Ｇａｒｄｅｌｌａ Ｓ，Ｍａｒｃｈｅｓｏｎｉ Ｍ，ｅｔ ａ１．Ａ ｎｅｗ ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ＰＷＭ ｍｅｔｈｏｄ：ａ ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ ａｎａｌｙｓｉｓ［Ｊ］．Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ：ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ，１９９２，７（３）：４９７． ［９］刘风君．多电平逆变技术及其应用［Ｍ］．北京：机械工业出版 社，２００７． ＬＩＵ Ｆｅｎｇｊｕｎ．Ｔｈｅ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ａｎｄ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅ ｍｕｌｔｉ－ｌｅｖｅｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒ￣Ｍ］．Ｂｅｉｊｉｎｇ：Ｃｈｉｎａ Ｍａｃｈｉｎｅ Ｐｒｅｓｓ，２００７．
